电子产品设备开关电源使用越来越广泛！基本的FLY变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率<75W～的开关电源应用场合，反激变换器（FLY Converter）是最常用的一种拓扑结构。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点；接下来我将电源的关键部分的波形进行分析！
开关电源-FLY原理方案设计如下：
开关电源系统主要器件为：开关MOS管，开关变压器，输出整流二极管；同时这三个器件也是EMI的产生的骚扰源头；开关电源-FLY其变压器的架构都会设计有气隙的磁芯变压器，当主开关器件MOSFET导通时，能量以磁通形式存储在变压器中，并在MOSFET关断时传输至输出。由于变压器需要在MOSFET导通期间存储能量，磁芯都要有气隙（大部分能量在气隙中）,基于这种特殊的功率转换过程，所以FLY反激式变换器可以设计转换传输的功率有一定的限制，但很适用低成本中低功率应用的电子产品设备的供电系统的应用！
再来看一下FLY-反激变换器的工作机理如下图：
FLY反激变换器在正常工作情况下，当MOSFET关断时，初级电流(Id)在短时间内为 MOSFET的Coss（即Cgd+Cds)充电,当Coss两端的电压Vds超过输入电压及反射的输出电压之和(Vin+nVo)时，次级二极管导通，初级电感Lp两端的电压被箝位至nVout。因此初级总漏感Lk（即Lkp+n2×Lks)和Coss之间发生谐振，产生高频尖峰高压，如MOS管上的过高的电压可能导致产品的可靠性问题。
参考上图：FLY-反激式变换器可以工作在连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)模式下；
当工作在CCM模式时，次级二极管保持导通直至MOSFET栅极导通，而MOSFET导通时，次级二极管的反向恢复电流被添加至初级电流，因此在导通瞬间初级电流上出现较大的电流尖峰；
当工作在DCM模式时，由于次级电流在一个开关周期结束前电流为零，可以实现零电流的开关模式；这个DCM模式下对EMI是有利的；因此我一般是建议电子产品设备使用FLY开关电源系统时要设计工作在DCM模式下；但此时会出现Lp和MOSFET的Coss之间发生谐振！以下进行Data分析；
如上图所示的包含寄生元件的FLY变换器结构图，其中Cgs、Cgd和 Cds分别为开关管MOSFET的栅源极、栅漏极和漏源极的杂散电容，Lp、Lkp、Lks和Cp分别为变压器的初级电感、初级电感的漏感、次级电感的漏感和原边线圈的杂散电容，Cj为输出二极管的结电容。
注意：开关MOS-S脚到C1的红色走线与Coss Lkp与Coss的谐振会造成我们30MHZ-50MHZ的频域EMI辐射问题！
在开关管开通瞬间，由于电容两端电压不能突变，杂散电容Cp两端电压开始是上负下正，产生放电电流，随着开关管逐渐开通，电源C1电压Vin对杂散电容Cp充电，其两端电压为上正下负，形成流经开关管和Vin的电流尖峰；
同时Cds电容对开关管放电，也形成电流尖峰，但是此尖峰电流不流经Vin,只在开关管内部形成回路；另外，如果变换器工作在CCM模式时，由于初级电感Lp两端电压缩小，输出二极管D开始承受反偏电压关断，引起反向恢复电流，该电流经变压器耦合到原边侧，也会形成流经开关管和Vin的电流尖峰。
在开关管开通阶段，输出二极管D截止，电容Cp两端电压为Vin，通过初级电感Lp的电流指数上升，近似线性上升。
在开关管关断瞬间，初级电流id为Coss充电,当Coss两端的电压超过Vin与nVo（输出二极管D开通时变压器副边线圈电压反射回原边线圈的电压）之和时，输出二极管D在初级电感Lp续流产生的电压作用下正偏开通，Lk和Coss发生谐振，产生高频震荡电压和电流。
在开关管关断阶段，输出二极管D正偏导通，把之前存储在Lp中的能量释放到负载端，此时副边线圈电压被箝位等于输出电压Vo，经匝比为n的变压器耦合回原边，使电容Cp电压被充电至nVo（极性下正上负），初级电感Lp两端的电压被箝位至nVo。当Lp续流放电结束后，输出二极管D反偏截止，Lp和Coss、Cp发生谐振，导致Cp上的电压降低。
FLY-MOS管的源极流出的电流（Is）与流入的电流(Id)波形进行对比分析。
A.示波器测试开关MOS的漏极（Id）的电流：
CH1:IC-CS（采样电阻）CH2:VDS CH3:IC-DRV(驱动)CH4:Id(测试漏极D)
B.示波器测试开关MOS的源极（Is）的电流：
CH1:IC-DRV（驱动）CH2:VDS CH4:Is(测试源极S)
我们要了解FLY电源的特性就需要了解我测试图中的1,2,3处的电流特性对我们的可靠性及EMI设计都有帮助；
FLY反激电源实测Ids电流时前端都有一个尖峰（测试图中的1处），这个尖峰到底是什么原因引起的？怎么来消除或者改善？
我们都知道这个尖峰是开关MOS开通的时候出现的，根据FLY回路，Ids电流环为Vbus(C1)经变压器原边、然后经过开关MOS再到Vbus（C1）形成回路。根据初级线圈电感特性，其电流不能突变，MOS开通时呈线性上升，但由于原边线圈匝间存在的分布电容（如下图中CP），在开启瞬间，使Vbus(C1)经分布电容CP到MOS有一高频通路，所以形成一个时间很短的尖峰。
我们知道此尖峰电流是变压器的初级电感的分布参数引起，因此可以从变压器的初级绕组来进行分析，改变这个电容CP的大小就可以改变这个尖峰电流；最直接的是加大间隙来减少耦合，如果绕组只有单层也可以减少耦合；但对于低功率的应用是没法实现的；实际上我们方法就是采用经典的三明治绕法。当然如果对FLY电源的成本没有太高的要求：
比如变压器尽量选用Ae值大的（增大变压器的选用型号），使设计时绕组圈数变少减少层数，从而使层间电容变小。也可减少线与线之间的接触面，达到减少分布电容的目的。
注意：三明治绕法是把原边绕组分开对此尖峰就有改善，还能减少漏感。当然，无论怎样都不能完全避免分布电容的存在，所以这个尖峰是不能完全消除的。并且这个尖峰高产生的振荡，对EMI不利，实际工作影响倒不大。但如果太高可能会引起芯片过流检测的误触发。
因此所以的FLY-开关电源IC内部都会加一个200nS-500nS的前沿消隐时间来防止误触发，就是我们常见的开关电源IC的LEB功能。
在开关MOS关断时，Is电流波形上有个凹陷（如下图3的位置）理论依据是什么？怎么改善？
从上图可以看到；Is 是不等于Id的，Is = Id+Igs（Igs在关断时是负电流，Cgs的放电(关断)电流如下图）。
因此可以看到Id比Is大，是由于IS叠加了一个反向电流，所以出现Is下降拐点。显然要改善这个电流凹陷需要从不同的开关MOS管型号及驱动关断电流来进行对比分析。不同的开关MOS及驱动的关断电阻就会有不同的凹点，这也和EMI的设计有关系!
我们用示波器测试开关MOS管Id的电流波形（如图2处），开关MOS管关断时Id的电流为何会出现负电流？如下图
注意MOS关断时：漏感能量流出给Coss充到高点（FLY漏感的能量不能传递到次级，此时漏感会与开关MOS的结电容形成谐振），即Vds到达反射尖峰的顶点上。到最高点后Lk相位翻转，Coss反向放电，这时电流流出，也就是Id负电流部份的产生（如果在开关MOS的DS间我们有并联的C4时：优化EMI-此Id的负电流会增大）。此负电流会增加开关MOS的发热！因此在电源和EMI的优化和可靠性的设计上，我们要达到一个平衡点！任何的设计要从实际的需求出发；
我们再来分析一下RCD吸收电路；其计算结果如下：
反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。
因此反激的RCD吸收电路设计对FLY的EMI及MOS的应力都有比较大的影响。对于<75w的FLY设计；为了保证其参数的最佳化设计：
R=100K/2W C=2.2nF/630V D=FR207/FR107
CH1: MOS-VDS CH4: UC(钳位电容电压)
开关MOS管关断时的实际波形图
注意：RCD吸收电路的设计对系统的EMI也会有很大的改善！
■RCD吸收电路 (DS, CS,RS) 将改变MOSFET 关断时的突波振幅与振荡频率，
进而改变了杂讯频谱。
■电压Vds波形改变了共模杂讯，电流ID波形改变了差模杂讯。
对于电路在EMI上的设计可参考我的文章：
《FLY反激的RCD吸收电路设计分析》
RCD的钳位电路设计理论依据：
励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量不能传递到副边,如果不采取措施,漏感将通过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲和振荡,影响电路工作性能,还会引起EMI问题,严重时会烧毁器件,为抑制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路。
我们先从理论计算上给出我的计算方法：
Rclamp由下式决定：其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100V，LLK为变压器初级漏感，以实测为准（本设计例中电感为280uH,实测的最大漏感为20uH）：
变压器的规格参数-可参考我的文章：
《小于75W反激变换器的设计连载-3（关键设计部分）》
Cclamp由下式决定：其中Vripple一般取Vclamp的5%～10%是比较合理的：
进行理论的RCD钳位电容的电压波形Data分析RCD吸收电路：
引入RCD钳位电路,目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量,否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计,下面分析其工作原理：
当MOS-D关断时,漏感Lk释能,二极管Ds导通时,C上电压瞬间充上去,然后D截止,C通过R放电。
